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Analyse de réseau scalaire 18 GHz (page 1) HP 8755C + châssis HP 182T + Sweeper HP 8620A / HP 8621C

Introduction

Après l’analyseur de spectre, le besoin de mesures complémentaires entraîne l’acquisition d’un analyseur de réseau. Cela permet de caractériser très finement tous les composants, raccords, câbles, antennes et autres dispositifs que l’analyseur de spectre ne permettait pas d’apprécier aussi finement. Suite : analyseur de réseau scalaire "page 2 " J'ai utilisé le couple HP182T + Sweeper Wiltron 6647A (10 MHz-18.6 GHz) jusqu'en 12/2006, remplacé par une solution plus moderne, Wiltron 68147A + 561 (scalaire page 3) Les analyseurs de réseaux ne remplacent pas l’analyseur de spectre, matériel pivot de la mesure. Ce sont d’indispensables compléments, les plages d’utilisation de ces matériels ne se recouvrant que partiellement. Mesures à l'analyseur de spectre et Mesures au laboratoire amateur

Cette page n’a été possible que grâce à l’aide et à la compétence de Jean François, F1LVO, dont l’expérience m’a permis de prendre en main mon premier analyseur de spectre puis de réseau. Il existe deux grandes familles d’analyseurs de réseau :

L’analyseur scalaire

Dans cette page, nous parlerons du plus simple des analyseurs, l’analyseur scalaire qui ne travaille que sur les amplitudes. Il donne (seulement !) les courbes de réponses en amplitudes des signaux direct et réfléchi.
Il est possible pour un budget raisonnable, d’explorer depuis les basses fréquences jusqu’au 18 GHz.
C’est déjà un formidable outil, mais il existe encore mieux.

L’analyseur vectoriel

L’analyseur vectoriel est capable en plus de mesurer la réponse en phase des signaux du dispositif en tests. Il donne les fameux paramètres "S " (scattering parameters = paramètres de dispersion) qui s’affichent en diagrammes de Bode et abaques de Smith, ce qui offre une puissance d’investigation beaucoup plus grande.

Pour monter en fréquence en vectoriel, le budget sera bien plus lourd qu’en scalaire. L’analyseur vectoriel sera traité ultérieurement dans une autre page.

Description de l'analyseur de réseau HP182T / HP8755C

L’analyseur de réseau scalaire se compose d’un châssis (scope mainframe) HP 182T, qui constitue la base du système. Il ne s’agit en fait que d’un simple rack d’affichage d’oscilloscope. Sur cette base, plusieurs tiroirs peuvent se greffer, en particulier :
Le tiroir HP 8559A permet de réaliser un analyseur de spectre 0.1 à 26.5 GHz, à condition d'avoir les bonnes sondes, vendues bien plus chères que le tiroir nu.
Le tiroir HP 8755C permet de réaliser l'analyseur de réseau 0.1 à 18 GHz tel que décrit dans cette page. La limitation à 18 GHz provient seulement du pont et de la sonde disponibles, l’analyseur ne traitant que le signal 28 kHz de modulation n’a aucune limitation en fréquence. Ce matériel qui date des années 1970 ne vaut rien sans les deux éléments clefs du système, les sondes ! Il faut impérativement posséder ces deux bijoux fragiles, qui en bon état se négocient cher. Il n’est pas possible de bricoler des équivalents si l’on envisage de faire des mesures, il faut les originaux en état.
Le pont réflectométrique HP 11666A est un coupleur directionnel possédant une détection sur la ligne du signal transmis, et une autre détection sur la ligne du signal d’entrée, afin de compenser dans de très grandes plages les inévitables écarts d’amplitude dus au sweeper externe. Ce pont VSWR prélève l'énergie de l'onde réfléchie, en entrée du dispositif étudié, qui sera traitée et affichée. Le détecteur HP 11664A se présente comme une charge 50 Ohms (attention, 20dBm max !). Il permet d'afficher l'onde transmise en sortie du dispositif étudié. En branchant directement le détecteur sur le pont, les courbes de transmission sont très linéaires de 0 à 18 GHz avec un réfléchi nul grâce aux compensations internes. C’est la phase d’étalonnage, avant l’introduction du matériel à tester (DUT = Device Under Test). Cet étalonnage est indispensable pour vérifier que le matériel fonctionne et caler les niveaux. La dynamique des ces sondes est excellente, de l’ordre de 50 dB, grâce à la sonde de référence incorporée dans le pont, qui s’affranchit largement des fluctuations de niveau du signal d'entrée. Pour des niveaux trop faibles en entrée du détecteur, il y a une remontée rapide du bruit. Cela très visible sur la trace et facile à corriger, mais attention, le risque est grand de griller le matériel avec des niveaux hors tolérances pour les étourdis. Remarque sur le détecteur : Ce détecteur présente une particularité. Il ne véhicule pas de HF vers le tiroir de mesure, mais seulement du 28 kHz et l’alimentation. Il existe des rallonges de quelques dizaines de mètres, avec deux prises DIN ordinaires, parfaites pour déporter le détecteur lors des mesures sur antennes. C’est un avantage de pouvoir travailler en câbles longs, mais la modulation présente un gros défaut. Le spectre du signal est très large, cela limite la possibilité de travailler sur des sans très étroits pour travailler avec précision sur des flancs très raides. L’équivalent chez Wiltron, le 560A travaille en porteuse pure. Sortie du modulateur La sortie du modulateur fournit un signal à 28 kHz, 12 V cac à vide. L’impédance de sortie est de 70 ohms, donc avec une charge de 50 ohms, le signal est de 5 V crête à crête.

Exemple d’un signal 10 MHz découpé par le 28 kHz de l’analyseur de réseau au travers d’un modulateur à diodes pin HP33102a. Sur modulation, première bande latérale à seulement 4db sous la porteuser, spectre très (beaucoup trop !) large. Un signal carré donne une très mauvaise solution, il faut rajouter un passe bas 28 kHz pour fournir un signal de modulation sinusoïdal.

Le sweeper HP 8620A / HP 8621C Pour faire fonctionner l’analyseur de réseau, il faut un générateur de signal externe (suivant la plage étudiée depuis 40 MHz jusqu’à 18 GHz), pour injecter le signal à l’entrée du pont réflectométrique. Cette haute à très haute fréquence doit être découpée en tout ou rien par du 28 kHz (carré, 6 V crète à crète fourni par l'analyseur de réseau) afin que les signaux détectés circulent facilement dans la chaîne de mesure. Il ne serait pas possible de traiter de petits signaux continus sans rajouter du bruit, la dynamique de mesure est très élevée, 50 dB représente un rapport de un à cent mille, c’est la résolution du dispositif. J'ai commencé par un sweeper HP 8620A (même génération, les années 1970) avec des tiroirs HP 8621C. Il en existe de multiples modèles couvrant des plages très variées, jusqu’à 18 GHz. J'ai deux modèles : Le premier couvre deux bandes 0.1 à 2 GHz et 1.8 à 4 GHz. Cette coupure est assez pénible car beaucoup de mesures se font de 0 à 4 GHz, une seule plage étendue serait préférable. Le deuxième couvre de 3.2 à 6.5 GHz. Ce n’est pas du matériel moderne, mais il permet de débuter. La sortie de ce matériel capricieux est contrôlée sur l’analyseur de spectre. Un matériel synthétisé plus récent et plus stable, comme le HP 8350B ou un tiroir pour le Wiltron 610D, sera le bienvenu.

Le passage en numérique Habitué au matériel numérique, j’étais dérouté par cet ancêtre tout analogique, sans marqueurs ni textes sur l’écran, non programmable en HPIB... Heureusement, il est possible de contourner le problème en utilisant les sorties arrières du HP 182T qui donnent deux superbes traces séparées, le direct et le réfléchi. Ces traces sont envoyées sur les sondes de l’oscilloscope numérique Tektronix qui reproduit à la perfection l’affichage analogique du HP 182T. Après réglages les traces sont rigoureusement identiques sur les grilles des deux matériels. Cela permet maintenant toutes les mesures, curseurs, repères, mémoires et la sortie directe d’images VGA sur le TDS 3012 ainsi que la recopie sur disquettes.

Montage des câbles de mesure

Pour éclaircir les idées, voici comment se câblent des divers ensembles pour monter la mesure, il faut installer une douzaine de câbles pour les signaux : Sur le rack du HP 8755C le pont réflectomètrique (Réfléchi + Référence) et le détecteur. Le HP 8755C fournit le signal de découpage 28 KHz, envoyé sur l’entrée modulation du sweeper. Le sweeper fournit le signal balayé en fréquence et découpé (ainsi qu’un marqueur) via un splitter au pont réflectomètrique et à l’analyseur de spectre pour contrôle. Nous avons ainsi les signaux HF principaux. Le sweeper fournit aussi le signal de blanking (entrée Z) pour effacer la trace de retour sur le HP182T. L’oscilloscope numérique Tektronix TDS 3012 permettant de recopier l’affichage en numérique a besoin de trois signaux : La voie A est sur le direct, la voie B est sur le réfléchi (signaux disponibles sur le panneau arrière du HP 182T). La synchro sur la sortie du balayage triangulaire du sweeper, pris sur un Té BNC, ce signal servant aussi pour le balayage du HP182T.

Valeur du ROS en fonction des pertes en dB

Ce petit tableau donne les valeurs du ROS en fonction des écarts en dB entre direct et réfléchi.

Mesures simples sur le signal réfléchi

Pour ces premières mesures, nous n’observerons qu’une seule voie, sur le signal réfléchi. Le détecteur n’est pas utilisé ici. Cette mesure est la seule possible sur des charges fictives. Elle permet de voir très simplement la fréquence raisonnable d’utilisation de chacune. Des surprises (souvent mauvaises) sont à prévoir… Voici une collection de charges et les résultats obtenus sur la collection de charges suivantes : Sur les quatre courbes suivantes, le 2.4 GHz correspond à la deuxième graduation. Origine du réfléchi : Haut de l’écran / (pas de direct) Il est évident que plus grand sera le réfléchi, plus faible sera le ROS et meilleur sera le dispositif testé.

Fréquence start 1.8 GHz Fréquence stop 4.2 GHz Fréquence centre 3.0 GHz Span par carreau 300 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Charge SMA longue, médiocre

Elle est très médiocre, 53 dB avec des irrégularités entre 1.8 et 2.3 GHz , -12 dB à 3 GHz, -5.5 dB à 4.2 GHz.
Elle est acceptable en 1.2 GHz (non représenté ici) et peut être utilisée en 2.4 malgré la proximité des irrégularités.

Fréquence start 1.8 GHz Fréquence stop 4.2 GHz Fréquence centre 3.0 GHz Span par carreau 300 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Charges SMA courtes

J'en ai testé quelques unes, inox ou dorées elles sont assez bonnes et régulières, -18 dB à 3 GHz, utilisables sans problème en 2.4 GHz, avec 21 dB de retour (ROS=1.2).

Fréquence start 1.8 GHz Fréquence stop 4.2 GHz Fréquence centre 3.0 GHz Span par carreau 300 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Charges 12 W Radial 10 GHz

Les 10 GHz annoncés semblent optimistes, mais elles sont excellentes, avec -34.5 dB à 2.4 GHz.
J'en ai trois identiques, celle ci est la meilleure, elle est exactement à 50 ohms.
La moins bonne a 10 dB de moins et présente une résitance de 52 ohms, elle a problablement eu chaud.

Fréquence start 1.8 GHz Fréquence stop 4.2 GHz Fréquence centre 3.0 GHz Span par carreau 300 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Charges carrées TRT

Elles sont parfaites en dessous de 4 GHz, mieux que -40 dB à 2.4 GHz (ROS=1.02 !).

Fréquence start 10 MHz Fréquence stop 18.6 GHz Fréquence centre 9.3 GHz Span par carreau 186 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Charge de précision N Narda 370 BMN  .... 0 à 18 GHz !

Cette charge est d’excellente qualité, comme le montre la courbe constructeur. Le ROS est à 1.09 (-27 dB) vers 5.6, 11 et 14 GHz, et meilleur encore sur le reste de la bande.Ne pas tenir compte du bout de bande vers 18 GHz, c’est la limite du pont réflectomètrique.

Fréquence start 0 GHz Fréquence stop 2.0 GHz Fréquence centre 1.0 GHz Span par carreau 200 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Charge décamétrique en bande 0-2 GHz !

Et pour finir, juste pour rigoler, une bonne charge décamétrique. Le départ du balayage est à zéro, mais le générateur ne démarre qu’à 100 MHz, donc la plage utile est invisible, il ne faut pas chercher à interpréter le premier demi carreau…
D’autres mesures ont montré que cette charge est très correcte en dessous de 30 MHz. A 200 MHz, le retour est de -5dB, ROS = 3.5.
Le curieux pic à 1.3 GHz est la résonance de la cavité (diamètre 98 mm), le petit à la moitié de cette fréquence est un artefact du à l’impureté spectrale du sweeper, il n’existe pas en réalité.
Après 700 MHz, cette charge est vue comme un vrai court circuit.

Mesure immédiate sur un câble

Une seule mesure nous permet de connaître l’atténuation et le ROS d’un câble sur une plage de fréquences.

Câble faible perte Axon 18 GHz

Ce câble de mesure était réputé excellent, la prise N d’origine est de qualité 18 GHz, mais la deuxième est assez médiocre (bricolage, le câble était coupé), cela produit un comportement décevant ! Il faudra remplacer cette prise bâtarde par une meilleure pour améliorer ce câble.

Interprétation de ces mesures

La courbe bleue montre le signal transmis, l’échelle est du quart de dB par carreau !
La courbe grise du haut montre la transmission sonde branchée directement sur le pont. Les artefacts et la pente proviennent de la mauvaise qualité spectrale du générateur. La ligne pointillée grise est la moyenne interpolée. De même, nous prendrons la courbe pointillée violette comme le résultat que nous aurions obtenu avec un générateur parfait. Ces mesures seront refaites avec un meilleur générateur.
Nous mesurons une atténuation de 0.8 dB à 2 GHz et 1.6 dB à 4 GHz.
Les sondes étant compensées, nous n’avons pas à soustraire la courbe de référence.
L’atténuation est bien proportionnelle à la fréquence, le câble mesurant environ 2 m (voir chapitre suivant), nous en déduisons une atténuation de 4 dB au mètre à 10 GHz.

La courbe rouge montre le réfléchi, la courbe grise est la référence, sondes en direct. Les fortes ondulations demi ondes à 80 MHz, de 10 décibels d’amplitude, montrent que la prise bricolée est très médiocre et devra être changée. Pour deux prises parfaites, l’ondulation serait très faible.

Mesure de la qualité d’un câble inconnu

L’analyseur de réseau, outil magique, permet aussi de déterminer toutes les caractéristiques d’un câble inconnu, à condition que soient montées les bonnes prises pour pouvoir le raccorder.
Nous avons vu que la mesure des demi ondes permet de déterminer immédiatement le coefficient de vélocité de l’isolant. Plus il sera élevé, meilleur sera le câble. Dans le vide, le coefficient est évidemment de 1.

Un isolant plein médiocre a un coefficient de vélocité de 0.66, un isolant mousse 0.8, et sur un gros coaxial aéré 0.875.

Il suffit de diviser la longueur physique du câble par la longueur de résonance de l’onde entière pour obtenir ce coefficient de vélocité. Mais un premier problème apparaît rapidement :

Comment mesurer précisément la longueur physique d’un câble ?

Quel sera le plan de référence de la mesure de la longueur au niveau de la prise ?

Pour une prise N male droite, nous considèrerons qu’il s’agit du méplat en retrait de 6.35 mm par rapport à la pointe (variable suivant les modèles de prises !). Cela correspond au plan de contact, sur l’extrémité des lyres de la prise femelle.
Attention cela ne s’applique que si la prise N est branchée, sinon, pour une prise ouverte, il faudra considérer le plan extérieur comme référence, la pointe faisant alors partie de la ligne active.

Cette variation est très gênante, c’est pour cela qu’ont été crées les prises APC7, elles sont hermaphrodites et présentent un plan de contact parfaitement défini qui permet de travailler au delà des 10 GHz.

Pour des mesures précises sans APC7, il faudra n'utiliser qu'une seule prise N et couper le câble pour faire des règles de trois afin de bien maîtriser ce paramètre.
Nous savons mesurer la fréquence des demi ondes (c’est facile et précis au millième près), nous savons approximativement mesurer la longueur physique du câble (à quelques mm près), nous connaissons donc le coefficient de vélocité du câble et par comparaison aux références des constructeurs sa qualité.

Test sur un câble à faibles pertes

Câble faible perte Axon 18 GHz, premières résonances

Pour cette mesure, le détecteur est relié au pont réflectométrique par un té à prise N. La mesure est faite depuis le continu. Le premier carreau (0 à 20 MHz) n’est pas interprétable, ce générateur ne descend pas aussi bas. Les pics seront d’autant plus grands que le câble sera meilleur en fréquences élevées (excellent ROS). Un câble médiocre a des résonances molles.

Le pic du signal transmis (bleu) est à lambda/4 et multiples impairs, environ 31, 93, 155 MHz.
Le signal réfléchi (rouge) est à lambda/2, et multiples, environ 62, 124, 186 MHz.
La mesure fine donne 122.9 MHz pour l'onde entière.

Nous obtenons la longueur d’onde de résonance du câble de c/F = 300/122.9 = 2.441 mètres.
La longueur physique du câble est mesurée à 1829 mm. Nous rajoutons 17.5 mm pour le parcours supplémentaire dans la branche du té, en faisant l’hypothèse simplificatrice que le coefficient de vélocité dans le té est le même que dans le câble (erreur infime par rapport aux autres tolérances). La longueur physique est de 1829 + 17.5 = 1846.5 mm.
Nous obtenons le cœfficient de vélocité de ce câble Axon Bleu de 1.8475 / 2.441 = 0.76

Sur un autre câble de classe équivalente, Radiall vert, lui aussi de diamètre 5 mm, nous trouvons :
Onde entière 162.9 MHz, longueur physique 1.395 m
Longueur d'onde de résonance c/F = 300 / 162.9 = 1.842 m
Célérité = (1.395 + 0.0175) / 1.842 = 0.76

Ces résultats sont corrects, il s'agit de câbles 18 GHz à isolant mousse, le constructeur annonce bien 0.76 pour pour la série voisine Axowave à isolant Celloflon (l'incertitude sur les longueurs physiques liées aux connexions est de 1 %).

Mesure de l’impédance d’un câble inconnu

Nous avons évidemment supposé que nous mesurions un câble de 50 ohms, avec ses prises parfaitement adaptées. C’est l’impédance caractéristique du dispositif de mesure.Si le câble est inconnu, il faut avant tout connaître ce paramètre trivial. L’analyseur de réseau donne instantanément la réponse, sur le seul examen du réfléchi.

Il suffit de charger l’extrémité libre du câble par un potentiomètre ajustable de 100 ohms, le plus petit possible et soudé au plus court sur une prise, en coupant tout ce qui est inutile.
La mesure se fera sur la gamme la plus basse du dispositif, du presque continu à quelques dizaines de mégahertz seulement (les lignes et détecteurs fonctionnent encore bien en dessous de la fréquence garantie par le constructeur).

En tournant le potentiomètre avec une tige isolante, entre ses butées, une forte variation montre sur l’écran le basculement de l’impédance réactive qui passe de selfique à capacitive. Cet état réactif pur, point d'équilibre des modes, est parfaitement visible.
Débranchez alors le câble côté ligne de mesure et mesurez avec un simple ohmmètre, vous lirez 50 ou 75 ou 100 ohms (pour une paire torsadée).

Cette méthode rustique est précise à l’ohm près.

Petit câble sur potentiomètre

Ce câble testé est un cordon « Radiall » de 1 mètre en RG58, à prises bnc moulées.
La courbe rouge montre l’accord à l’impédance exacte, le potentiomètre étant réglé sur 48.7 ohms.
Les deux traces grises des mémoires correspondent à un décalage de + et – 10 ohms par rapport à l'équilibre.
La mesure a été faite du continu à 500 MHz pour montrer que les fréquences hautes n’ont aucun intérêt ici, seul le premier carreau est significatif.
En pratique la fréquence supérieure de travail ne sera que de 50 MHz.

Plus le câble est long, plus l’accord est flou, il faudra chercher la courbe la plus plate possible pour le maximum de retour.

Bien évidemment, cette petite méthode ne fonctionne qu’avec de simples câbles, ne comptez pas mesurer l’impédance d’une antenne ainsi, il faut un analyseur de réseau vectoriel pour cela !

Mesure sur un filtre à cavité 1.2 GHz , un seul doigt

Montage du filtre, version 1, entre le pont réflectomètrique et le détecteur

Fréquence start 1.2 GHz Fréquence stop 1.4 GHz Fréquence centre 1.3 GHz Span par carreau 20 MHz S21 Direct / carreau 5 dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Origine du réfléchi : Haut de l’écran / Origine du direct : Bas de l’écran

Premier réglage, détecteur et sondes débranchés

Voici les trois étapes de la mesure pour étalonner les traces.
Ce premier réglage permet de caler la trace directe en bas, la réfléchie en haut.

Fréquence start 1.2 GHz Fréquence stop 1.4 GHz Fréquence centre 1.3 GHz Span par carreau 20 MHz S21 Direct / carreau 5 dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Deuxième réglage, détecteur et sondes branchés directement

Ce deuxième réglage permet de caler la référence de la trace directe en bleu (qui est remonté de 23.5 dB.
La position de la trace trace réfléchie rouge (qui est descendue de 25 dB) n'a pas d'importance, elle ne dépend que de la qualité du détecteur.

Par la suite, la plupart du temps, nous calerons les deux traces en haut de l’écran ce qui simplifiera les interprétions.

Fréquence start 1.2 GHz Fréquence stop 1.4 GHz Fréquence centre 1.3 GHz Span par carreau 20 MHz S21 Direct / carreau 5 dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Origine du réfléchi : Haut de l’écran / Origine du direct : Marqueur pointillé

Mesure finale, filtre version 1, branché entre détecteur et sonde

Cette troisième étape est la mesure proprement dite.
Le réglage de la vis déplace la fréquence d'accord (ici sur 1.318 GHz) sur une très grande plage.

Sur le signal direct, nous mesurons la perte d'insertion qui est de 1 dB à l'accord (la référence est en pointillé) et de 15 dB à +/- 100 MHz.
Sur le signal réfléchi, nous mesurons le creux d'accord qui n'est que de 12 dB.

Ce filtre s'avère très médiocre, la vis galvanisée n'autorise pas un Q acceptable. Il faudra améliorer ce matériel...
La bande passante de -3 dB de seulement 20 MHz sur le direct (mesuré en serrant les fréquences).

Fréquence start 1.195 GHz Fréquence stop 1.395 GHz Fréquence centre 1.295 GHz Span par carreau 20 MHz S21 Direct / carreau 5 dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Mesure finale, filtre version 2

La première version de filtre étant médiocre, je l’ai refait en remplaçant la vis de 6 mm par un tube de cuivre 6*8, manchonné et repercé pour recevoir cette même vis en interne (Je sais, une vis laiton serait préférable, mais je n'en ai pas...). Réglage fini, elle ne dépasse que de quelques millimètres à l’accord. Les boucles ont été rallongées et resserrées, puis pliées pour limiter le couplage avec l’axe central beaucoup plus gros. Une prise N femelle a été remplacée par une N male (simplement pour éliminer un raccord NM/NM, sans effet sur le résultat).

Il faut remarquer que la longueur de la ligne lambda/4 à l’accord est de 53.5 mm ce qui correspond à une fréquence de 1.402 GHz et non les 1.295 mesurés !
Il y a donc allongement de 8 %, explicable par le gros diamètre de la ligne impliquant un parcours plus long de la pointe à la base.
Pour cette fréquence nous aurions pensé trouver 57.9 mm, c’est bien la longueur physique mesurée, plus 4 mm de rayon et quelques dixièmes du chanfrein de la soudure de la base. Une ligne plus fine serait plus longue.

Le gain est très appréciable en réfléchi, le creux passe de 12 à 26 dB, soit un ROS de 1.67 à 1.11.
Mais, la perte d’insertion reste identique et le filtre ne reste 5 dB à +/- 10 MHz, bien que curieusement la forme ait changée, il passe de 10 à 20 dB à +/- 100 MHz.

Cette « version 2 améliorée » n’est donc pas un franc succès, le diamètre de la ligne centrale est trop important, un tube plus fin resserrerait la bande.

Malgré ces performances réduites, ce filtre améliore les images en TVA, totalement massacrées par un nouveau radar qui nous a détruit tout le réseau sud en 23 cm. Un futur filtre à trois doigts sera bien plus performant, ce modèle est trop serré, il élimine la couleur.

Filtre à ligne

Nous avons vu (chapitre sur les câbles) qu’un coaxial ouvert en lambda /2 ou fermé en lambda/4 est un excellent filtre. Il suffit d’un té et d’un bout de coaxial de qualité.
Cela est toutefois peu exploitable car il constitue un passe fréquence trop serré qui ne laissera pas passer un signal modulé. Il peut servir à isoler parfaitement une raie pure (et ses harmoniques impairs), mais il est tellement serré qu’il faudra réguler le coaxial en température.

Antenne à cavité 2.3 GHz, boîte Guigoz

Cette antenne cavité est réalisée à partir d’une vieille boîte aluminium de lait en poudre, Guigoz, de diamètre 85 mm et de profondeur 155 mm. Ces dimensions sont acceptables pour la bande 13 cm. Ces boîtes aluminium sont malheureusement rares, les nouveaux emballages en fer blanc s’oxydent et sont moins intéressants. Il suffit d’installer une prise et un brin rayonnant pour réaliser une bonne cavité. F1LVO a mesuré un gain de 6.5 dB par rapport au dipôle.

Fréquence start 1.8 GHz Fréquence stop 4.2 GHz Fréquence centre 3 GHz Span par carreau 240 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Antenne à cavité Guigoz 2.3 GHz

Cette antenne est calée sur 2.363 GHz, avec un creux de 25 dB réfléchi, ROS 1.12.
Cette courbe est très caractéristique de ce type de cavités, avec une résonance secondaire à 3.1 GHz. La petite languette soudée est destinée à rattraper une petite imprécision de perçage. Elle peut être utilisée directement sur des signaux forts ou comme source pour éclairer une parabole. Je ne dispose pas pour le moment d'une antenne de référence étalonnée, la courbe de transmission ne viendra que plus tard.

Calculs et valeurs

Le brin cuivre est de diamètre 3 mm. La littérature indique qu’il faut le tailler à Lo/4 (Lire « L » = lambda).

Lo est la longueur d’onde dans l’air c/F
Lc est la longueur d’onde de la fréquence de coupure du tube qui ne dépend que du diamètre : Lc = 1,706 x D
Lg est la longueur d’onde stationnaire dans le tube, fonction de Lo et Lc : Lg = 1 / SQR((1/Lo) 2 - (1/Lc) 2 )

La distance du fond est de Lg/4 pour une profondeur optimale de boîte de 3 *Lg/4.

Nous trouvons :
Lc= 1.706 * 85 = 145 mm
Lo = 300/ 2.363 = 127 mm (Lo/4 =31.7 mm)
Lg = 262.74 (Lg/4 = 65.7 mm et 3*Lg/4 = 197 mm)

Nous vérifions bien sur la courbe la limite en fréquence basse de cette cavité. Elle correspond à 300/Lg, = 300/145 = 2.07 GHz, c’est bien le point à -3 dB que nous trouvons sur la première graduation qui correspond à 2.04 GHz.

Il faut se rappeler les petites formules approchées permettant d’estimer rapidement les fréquences limites pour une cavité de diamètre donné.
Fréquence maximale en GHz = 229 / diamètre en mm
Fréquence minimale en GHz = 171 / diamètre en mm
Ce sont des limites approximatives dont il ne fait pas trop s’approcher pour travailler dans un mode stable.

Pour notre tube de 85 mm :
Fréquence maximale = 229 / 85 = 2.7 GHz
Fréquence minimale = 171 / 85 = 2 GHz
Elle est donc bien centrée sur nos fréquences de 2.4 GHz.

La boîte étant trop courte, il a fallu utiliser un autre mode de résonance secondaire  :
Le brin est raccourci d’un facteur de 0.82 (à 26 mm)
La distance au fond est très réduite d’un facteur de 0.53 (à 35 mm)
La boite est trop courte d’un facteur de 0.79 (à 155 mm)

D’autres essais seront faits sur les dimensions théoriques avec un tube long.

Antenne Météosat parabole grillage 1.7 GHz

Cette antenne, vendue pour du 1691 MHz (Comelec, gain annoncé 24 dB) avait un comportement curieux. A l’usage sur Météosat elle s’était avérée très médiocre et son remplacement par une parabole circulaire pleine de 90 éclairée par cavité avait amené un gain considérable. Je n’avais pas à l’époque les moyens de mesure et elle a dormi 10 ans à la cave.

Fréquence start 1.0 GHz Fréquence stop 2.0 GHz Fréquence centre 1.5 GHz Span par carreau 100 MHz S21 Direct / carreau / dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Antenne Météosat parabole grillage 1.7 GHz

J’ai fait une première mesure sans monter le bras rayonnant dans la parabole, et à ma grande surprise il n’y avait qu’un accord très faible à -15 dB vers 1.7 GHz, avec deux accords parasites très forts de -30 dB à 1.54 et 1.8. GHz.
Pour essayer de comprendre, j’ai refait la mesure bras en place, cela donne la courbe du dessus avec un accord fort apparaissant décalé sur 1.737 GHz à -23 dB (les deux accords parasites ne changent pas avec ou sans parabole).

Circulateur VHF

Ce gros circulateur VHF Thomson BB4103, à trois prises N f, se trouve dans les brocantes. Il possède une plage utile de 402 à 543 MHz, c’est parfait pour notre bande UHF . Dans le sens direct il offre un très bon retour vers -22 dB et une perte d’insertion faible de 0.6 dB. Dans le sens inverse l’isolation est excellente à -45 dB (attention échelle changée). Ce matériel est très utile pour coupler des émetteurs sans influence mutuelle et en présentant un bon ROS inférieur à 1.2. Il est à remarquer que curieusement les courbes du réfléchi sont identiques dans les deux sens, ce qui est très rare pour un matériel dissymétrique. L’autre petit circulateur en SMA qui figure sur la photo est centré sur 3.6 GHz et ne couvre pas nos bandes.

Fréquence start 0 GHz Fréquence stop 1 GHz Fréquence centre .5 GHz Span par carreau .1 MHz S21 Direct / carreau 5 dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Fréquence start 0 GHz Fréquence stop 1 GHz Fréquence centre .5 GHz Span par carreau .1 MHz S21 Direct / carreau 10 dB S11 Réfléchi / carreau 5 dB

Circulateur VHF Thomson

Les marqueurs sont sur 402 et 543 MHz.

 

Triplexeur Comet CFX 431

Ces mesures sont faites sur un triplexeur du commerce Comet CFX 431, destiné à utiliser une antenne tribande vers trois tranceivers. L’entrée commune « antenne » est attaquée par le signal. Il est assez inquiétant de constater que l’entrée commune est en PL259, ce qui n’est pas un bon présage pour les mesures en SHF. Le détecteur est sur la sortie considérée, les deux autres sorties sont chargées sur 50 Ohms.

Une autre série de mesure en bande étroite et à 1 dB/carreau (non figurée) a permis de calculer perte et réfléchi au centre de chaque bande amateur. Les portées de la tôle de fond ont été débarrassées de la peinture et une vis a été rajoutée sur la cloison pour améliorer les contacts déplorables.

Vous constaterez sur les trois courbes (avant réglages) que le centrage n’est pas optimal sur les bandes amateurs, c’est normal, la réduction des coûts de production interdit un réglage unitaire. Les techniciens soigneux réajusteront ces accords approximatifs.

Pour les trois bandes, origine du réfléchi & direct : Haut de l’écran.

Sortie VHF

Première courbe, réglages d’origine

En bande VHF , l'accord est sur 138 MHz au lieu des 145 MHz.
Sur la bande amateur VHF, la perte d'insertion est faible à 0,3 dB, avec un réfléchi de -20 dB à 144 MHz (ROS = 1.22) et -25 dB à 146 MHz (ROS = 1.12). Le flanc remonte très vite.
Point très positif, la fréquence de coupure haute est vers 291 MHz, la séparation des bandes UHF et SHF est exceptionnellement bonne, à mieux que 40 dB.
Il faut retoucher cet accord !

Deuxième courbe, après alignement

La trituration des selfs n’a pas été suffisante en VHF, il a fallu rajouter deux condensateurs.
Sur la courbe après réglages, le centrage est bon maintenant, (marqueurs à 144 et 146 MHz), avec un retour de -22 dB. L’amélioration est sensible, la perte en direct est tombée à 0.25 dB.

Sortie UHF

Première courbe, réglages d’origine

En bande UHF , l'accord est sur 471 MHz au lieu des 435 MHz.
Sur la bande amateur UHF , la perte d'insertion est faible à 0,5 dB, avec un réfléchi moyen de 23 dB à 435 MHz (ROS = 1.15). Le flanc descend très vite.
Point positif, la fréquence de coupure haute est vers 765 MHz, la séparation de la SHF est exceptionnellement bonne, à mieux que 40 dB.
La fréquence de coupure basse est de 260 MHz, la séparation de la VHF est mauvaise à 32 dB.
Il faut retoucher cet accord !

Deuxième courbe, après alignement

La trituration des selfs n’a pas été suffisante en UHF , il a fallu rajouter un condensateur.
Sur la courbe après réglages, le centrage est bon (marqueurs à 430 et 440 MHz), mais avec un retour de seulement -13 dB (c’est pire !). L’amélioration ne joue que sur le recentrage de la bande et la perte en direct qui est tombée à 0.6 dB.

Sortie SHF

Première courbe, réglages d’origine

En bande SHF, l'accord est sur 1535 MHz au lieu des 1250 MHz !
Sur la bande amateur SHF, la perte d'insertion est pénalisante à 2 dB, avec un réfléchi très médiocre de -7dB à 1250 MHz (ROS = 2.6 !)..
La fréquence de coupure basse est de 725 MHz, la séparation des UHF et VHF est médiocre à 37 dB.
Il faut absolument retoucher cet accord catastrophique !

Deuxième courbe, après alignement

La trituration de la self et le réglage des cinq condensateurs n’a pas été suffisante en SHF, il a fallu refaire la ligne en clinquant du pont.
Sur la courbe après réglages, le centrage est maintenant parfait sur 1250 MHz, avec un bon retour -24 dB. La perte en direct a beaucoup diminué à 0.9 dB.

Résumé des trois bandes

Ce triplexeur n'est pas très bon d’origine, il demande impérativement un ajustement soigneux, en particulier pour les SHF où les dB se perdent très vite, dans les raccords et les câbles médiocres.

Optimisation du triplexeur

Une fois le problème constaté, il a fallu ajuster le matériel sur les bonnes plages (deuxièmes courbes). Cela s’est avéré très délicat car le réglage se fait seulement en « triturant » les selfs en VHF et UHF . En SHF le réglage se fait par cinq condensateurs ajustables. Il y a une influence considérable du couvercle, en tôle mauvaise conductrice de HF et très mal mise à la masse. En serrant les vis, toutes les courbes glissent et il y a un effet de main important. Une fois le fond ouvert il est très problématique d’imaginer l’influence qu’aura la retouche après remontage. Il faut gratter la peinture sur la portée, rajouter une vis et percer la tôle pour les réglages critiques.

Il est très rapide de le dérégler encore plus, mais très délicat de l’améliorer…

J’ai fait les mesures d’autres duplexeurs ( VHF + UHF seulement), ils sont tous décalés et s’avèrent très pénibles à réaligner, il faut refaire les selfs et mettre de meilleurs condensateurs.

Mesures sur circuits actifs : Préamplificateurs

Ce type de mesures est très spécial. On ne s’intéresse absolument pas au réfléchi, car tous les préamplificateurs ont un ROS abominable en entrée, cela est admis, il est dont inutile de s’en angoisser !
Le principe est donc d’envoyer assez de signal pour ne pas rentrer dans le bruit de la sonde de référence et avoir une bonne dynamique sur la plage d’utilisation.

Attention il ne faut pas dépasser les 15 dBm sous peine de griller le pont. Il est évident que ce niveau n’est pas compatible avec l’entrée du préamplificateur en test, il faudra donc installer des atténuateurs entre le pont et l’entrée du préamplificateur. C’est une mesure subtile.
Pour un amplificateur, il faudrait ajouter des atténuateurs en sortie.

Soyez très prudents pour ce genre de montages, une erreur serait fatale pour les sondes.

L’analyseur de réseau scalaire dans cette manipulation particulière, du fait que l’on n’utilise pas ici le réfléchi, n’offre que peu d’intérêt et ne fait pas mieux qu’un analyseur de spectre avec tracking.

Il ne faut pas oublier que pour un préamplificateur, le gain, valeur triviale à mesurer, est bien moins important que le bruit, dont la mesure demande de plus gros moyens. Il est facile de faire du gain mais difficile de réduire le bruit.

à suivre...

Mesure sur les antennes

Les mesures sur les antennes sont les plus difficiles que l’on puisse imaginer. Il faut d’un côté monter l’antenne à tester, de l’autre une antenne de référence compatible avec la bande étudiée.

Nous développerons prochainement un chapitre sur les moyens amateurs pour chatouiller les antennes. Il existe de multiples pièges, l’interprétation des résultats sera très complexe.

Nous avons commencé avec F1LVO à monter un site de mesure, les résultats sont excellents, nous retrouvons les valeurs espérées à la fraction de dB près grâce à des antennes de référence calibrées, mais seulement dans la direction principale.
Il reste une étape très difficile à franchir, le relevé des lobes de rayonnement qui impliquerait des rotations en champ libre sans échos que nous ne savons pas encore faire.

Principes de base de la mesure sur antennes

La distance pour les mesures en champs proches

Les antennes doivent être éloignées d'au minimum de 10 lambdas pour espérer des résultats réalistes. Pour des problèmes pratiques de câbles, il est difficile d’espérer éloigner les deux bases d’un grand nombre de mètres.
Pour du 1.3 GHz (longueur d’onde 23 cm) et au delà, cela est facile.
En UHF ( 70 cm), il ne sera pas facile d’espérer quelques dizaines des lambdas, les analyseurs seront donc peu exploitables pour ces basses fréquences.

Les échos

Nous supposons que l’amateur n’a pas de chambre anechoïde, il faudra donc faire avec les moyens du bord, dans le jardin. La mesure n’est significative que si les antennes sont éloignées de toutes réflexions, du sol, des murs…
C’est le très gros problème. Nos antennes ont des lobes parasites qui produisent des réflexions sur tous les obstacles environnants et perturberont beaucoup les résultats.
En pratique nous monterons les aériens sur des trépieds à 2 m du sol en essayant de s’éloigner des gros obstacles et en tirant de l’émetteur vers le récepteur dans une direction libre et il faudra faire avec.
L’antenne d’émission est toujours fixe, pointée sur l’antenne de réception qui tourne sur une couronne graduée.
Les relevés se font en deux temps, en permutant les antennes.

Mesures en champs lointains

Une méthode complémentaire consiste à utiliser des antennes éloignées. C’est une bonne méthode pour mesurer les lobes et les gains. Nous n’utiliserons évidemment pas d’analyseur de réseau avec un câble de quelques kilomètres !
Le principe est très différent. Il faut utiliser une balise. Ce peut être le relais tva local s’il est disponible, sinon il faut être autonome. Nous chercherons un endroit dégagé dans la campagne, avec un point un peu élevé, monticule par exemple pour y placer une perche avec une antenne directive et une balise émettant dans la bande explorée sur batterie. Il est souhaitable que dans l’axe de tir, aucune réflexion ne soit possible. Une télécommande à distance est parfaite pour démarrer le signal et passer de porteuse en modulé et balayer en fréquence.
A distance, la mesure se fera avec le matériel dans le coffre de la voiture et une perche pour dégager l’antenne de réception. Un convertisseur fournit l e220 V depuis la batterie. Le champ étant très faible, il faudra évidemment pré amplifier pour attaquer un analyseur de spectre ou un récepteur. Un voltmètre électronique sur la sortie FI permet d’étalonner le niveau du signal. Un test avec des antennes de référence permet d’étalonner la chaîne et relever les lobes des antennes testées, ce qui était le seul but de cette manipulation.

Suite : Analyseur de réseau scalaire "page 2 "

Analyse de réseau sans analyseur

Les débutants se posent souvent cette question :
Un analyseur de spectre avec tracking et un bon coupleur directif peut-il remplacer un analyseur de réseau ?

La réponse n’est pas binaire car un tel dispositif pose deux problèmes.

Problème du coupleur haute directivité

Il faut disposer d’un coupleur à haute directivité, mieux que 30 dB. Attention cela n’est pas le couplage direct mais le couplage inverse !
Un coupleur de mesure 20 dB sur la bande visée fait l’affaire, mais il faut un modèle haute directivité.
Il est très facile de vérifier cela en banchant la source tracking sur la sortie du coupleur et en renvoyant la sortie couplée vers l’analyseur.

Première mesure en laissant l’entrée ouverte (ou mieux sur charge terminale open et short). Toute l’énergie est réfléchie et l’analyseur, préalablement étalonné en le branchant sur l’entrée, montrera un signal inférieur du niveau de couplage, par exemple -20 dB.

Ensuite, il faut raccorder sur l’entrée libre du coupleur une excellente charge 50 ohms, étalonnée sur un analyseur de réseau de référence à mieux que 40 dB. C’est un matériel très cher et fragile ! Vous mesurez alors une baisse du signal précédent qui correspond justement à la directivité du coupleur.
Si vous avez un coupleur de mesure haut de gamme vous pouvez espérer 30dB.
Au-delà le matériel est hors de prix. Il faut que la charge de référence soit d’au moins 10 dB meilleure que la mesure à effectuer.

Attention de ne pas rentrer dans le bruit de l’analyseur, mais cela est raisonnable, par exemple :
Signal du tracking 0dBm.
Couplage ouvert/fermé de -20 dB, soit -20 dBm
Couplage sur charge de précision, 30 dB de moins soit -50 dBm.
Un bon analyseur à un plancher de bruit de mieux que -100 dBm en réglant bien les filtres, ce n’est donc pas un problème.
La mesure est donc possible sous réserve de disposer d’une charge de précision et d’un coupleur haute directivité (matériel cher !).

Problème du choix réfléchi ou direct

Supposons disponible les matériels précédents. Nous savons donc tester un DUT (Device Under Test) en entrée, en le branchant à la place de le charge de précision, chargé en sortie d’une bonne charge. Nous obtenons la mesure du réfléchi.
La mesure du direct (= niveau de sortie) se fait en branchant le DUT avant le coupleur, mais cette fois il faut charger le coupleur avec la charge de précision. Attention avec les amplificateurs, la puissance ne doit pas griller votre bijou de charge de précision qui ne supporte que des petites puissances. Les atténuateurs de puissance n'ont jamais un bon ROS, la mesure sera difficile derrière les amplificateurs (c'est le même problème avec un analyseur de réseau).
Nous pouvons donc mesurer direct et réfléchi, mais à la différence de l’analyseur de réseau, la mesure ne peur être simultanée.
C’est un gros problème, l’analyseur de réseau affiche simultanément direct et réfléchi, c’est indispensable pour les réglages car les deux variations de sont pas simultanées.
Avec un analyseur de spectre, c’est fromage ou dessert, ce qui s’avère trop limitatif et peu exploitable.

Liens analyseurs scalaires de réseau

L’ analyseur de réseau vectoriel HP 8410 + HP 8414A : Cette page de Jean François, F4DAY, décrit la solution vectorielle, qui est l’étape supplémentaire pour continuer à progresser dans la mesure avec un budget modeste : jf.fourcadier/hyperfrequences/HP8410

Microwaves encyclopedia : microwaves101.com/encyclopedia

Profils extrudés pour filtres

Distribution en surfaces de bricolages des produits combitech : alfer.com

Cables hyper

Câble testé : axon-cable.com

"Can antennas", antennes réalisées avec des boîtes de conserve

Avec directeur : lien mort
Formule : lien mort
Applet de calcul : lien mort
Circular waveguide TE11 & TM01 mode & Guide wavelength calc: lien mort

* Liens vérifiés le 12/01/12

 

Liens matériels de mesure et TV ham

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